Halve golf middengelijkrichter
Als we het in het algemeen hebben over enkelfasige diodegelijkrichters, dan kunt u met de middenpunt dubbelfasige gelijkrichter lagere verliezen op de diodes zelf krijgen, aangezien er slechts twee diodes zijn.
Bovendien worden dergelijke gelijkrichters meestal gebruikt in laagspanningsapparaten waar de stroom door de diodes essentieel is.Daarom is in dit aspect een dubbelfasige middelpuntschakeling voordeliger, aangezien de energieverliezen in de diodes evenredig zijn met het kwadraat van de gemiddelde waarde van de stroom die er doorheen vloeit.
En als je kijkt naar beschikbaarheid en kwaliteit Schottky-diode (lage voorwaartse spanningsval) die tegenwoordig overal op de markt verkrijgbaar zijn, ligt de keuze voor een middelpuntcircuit voor de hand.
En als we het hebben over transformator-pulsomvormers met een push-pull-transformator (brug, halve brug, push-pull) die werkt op frequenties die veel hoger zijn dan de gebruikelijke netwerkfrequentie, dan blijft alleen het gelijkrichtercircuit met een middelpunt over en geen ander.
In dit artikel zullen we ons echter concentreren op de berekening van de gelijkrichter in relatie tot een lage lijnfrequentie van 50 Hz, waarbij de gelijkgerichte stroom sinusvormig is.
Allereerst moet worden opgemerkt dat in de gelijkrichter, die volgens dit schema is gebouwd, het ons verplicht om een transformator te hebben met twee identieke secundaire wikkelingen of met één secundaire wikkeling, maar met een uitgang in het midden (wat in wezen hetzelfde).
De spanning die in serie wordt verkregen uit de halve wikkelingen van zo'n transformator is eigenlijk tweefasig ten opzichte van het middelpunt, dat tijdens gelijkrichting als nulpunt fungeert, aangezien hier twee EMF's van gelijke grootte maar tegengestelde richting worden gevormd. Dat wil zeggen, de spanningen aan de eindklemmen van de secundaire wikkeling van de transformator, die op elk moment van zijn werking optreden, zijn 180 graden in fase verschoven.
De tegenoverliggende klemmen van de wikkelingen w21 en w22 zijn verbonden met de anoden van de diodes VD1 en VD2, terwijl de aan de diodes aangelegde spanningen u21 en u22 in tegenfase zijn.
Daarom geleiden de diodes beurtelings stroom - elk tijdens zijn halve cyclus van de voedingsspanning: gedurende een halve cyclus heeft de anode van de diode VD1 een positieve potentiaal en stroomt de stroom i21 er doorheen, door de belasting en door de spoel (halve spoel) w21, terwijl de diode VD2 zich in de omgekeerde voorspanningstoestand bevindt, is deze vergrendeld, dus vloeit er geen stroom door de halve spoel w22.
Tijdens de volgende halve cyclus heeft de anode van de VD2-diode een positieve potentiaal en stroomt de stroom i22 er doorheen, door de belasting en door de spoel (semi-spoel) w22, terwijl de diode VD1 zich in de omgekeerde voorgespannen toestand bevindt, het is vergrendeld, daarom vloeit de stroom niet door de halve spoel w21.
Het bereikte resultaat is dat de stroom door de belasting altijd in dezelfde richting vloeit, dat wil zeggen dat de stroom wordt gelijkgericht. En elk van de helften van de secundaire wikkeling van de transformator blijkt slechts een halve periode van twee te worden belast. Voor een transformator betekent dit dat magnetisatie nooit optreedt in zijn magnetische circuit omdat de magnetomotorische krachten van de DC-componenten van de wikkelstromen tegengesteld zijn gericht.
Laten we de effectieve spanning tussen het middelpunt en de verre aansluiting van een van de halve wikkelingen aanduiden als U2. Dan wordt de gemiddelde gelijkgerichte spanning Ud tussen het middelpunt van de secundaire wikkeling en het verbindingspunt van de kathodes van de diodes verkregen.In dit geval is de gemiddelde waarde van de spanning in de belasting:
We zien dat de gemiddelde waarde van de gelijkgerichte spanning gerelateerd is aan de rms-waarde op dezelfde manier als de gemiddelde waarde van de stroom gerelateerd is aan de rms-waarde van de stroom met een niet-gelijkgerichte sinusvormige spanning.
De gemiddelde waarde van de belastingsstroom wordt gevonden door de formule (waarbij Rd de belastingsweerstand is):
En aangezien de stroom door de diodes in serie loopt, kun je nu de gemiddelde stroom van elke diode en de amplitude van de stroom voor elke diode vinden. Bij het kiezen van een diode voor een dergelijke gelijkrichter, is het belangrijk om erop te letten dat de maximaal toegestane stroom van de diode iets hoger is dan de waarde die is vastgesteld volgens deze formule:
Bij het ontwerpen van een dubbelfasige middelpuntgelijkrichter is het ook belangrijk om te onthouden dat de sperspanning die wordt toegepast op een vergrendelde diode terwijl de andere diode geleidt, tweemaal de amplitude van de halve spoelspanning bereikt.Daarom moet de maximale sperspanning voor de geselecteerde diode altijd groter zijn dan deze waarde:
Wanneer de uitgangsspanning (gecorrigeerd) Ud wordt gespecificeerd, zal de effectieve waarde van de spanning U2 van de secundaire halve wikkeling er als volgt aan worden gerelateerd (vergelijk met de eerste formule):
Bovendien is het bij het ontwerpen van een gelijkrichter en het instellen van de gemiddelde uitgangsspanning Ud die onder belasting moet worden verkregen, nodig om de voorwaartse spanningsval over de diode Uf toe te voegen (deze wordt gegeven in de diodedocumentatie). Door de helft van de gemiddelde belastingsstroom te vermenigvuldigen met de voorwaartse spanningsval over de diode, krijgen we de hoeveelheid vermogen die onvermijdelijk in elk van de twee diodes als warmte moet worden gedissipeerd:
Bij het kiezen van diodes is het belangrijk om hiermee rekening te houden, om de mogelijkheden van de diodebehuizing te beoordelen, of deze zoveel vermogen kan dissiperen en niet tegelijkertijd uitvalt. Indien nodig moet u aanvullende thermische berekeningen maken met betrekking tot de selectie van koellichamen waaraan deze diodes zullen worden bevestigd.